1 弁言本文援用地点：平日，在很多体系中，中心模块以多种差别的情势为非板载负载供电。在中心模块为汽车前照灯供电、PLC 体系为机器臂供电以及家用电器为后面板上的唆使灯供电等情形下，都是如斯。必需驱动非板载负载的情形在绝年夜少数电气体系中都很罕见，这给体系计划职员带来了挑衅。固然供给充足的直流电源来满意体系请求会很简略，但斟酌到要确保针对短路跟开路的持重维护、供给毛病唆使、疾速为负载供电以及实现猜测性保护，面对的难度则年夜年夜进步。当初的计划对这些附加特征的需要越来越多，因而工程师须要抉择支撑这种功效的输出拓扑。实现这一目的的无效方式是应用智能高侧开关，由于它可能牢靠地驱动非板载负载并支撑多种诊断机制跟毛病防备机制。并非全部的非板载负载都是雷同的。对每种负载曲线，智能高侧开关的感化差别，须要斟酌差别的要素来确保供给强盛的维护。无论负载是电阻性、电容性、电理性仍是不完整属于这些种别之一（比方 LED），都将转变负载的驱动方法跟计划方法。为了实现公道的输出功率维护，计划职员须要懂得预期的负载曲线，而后懂得这种负载曲线怎样影响输出级计划。本文档将剖析一些罕见的负载曲线，并探究有关这些负载的详细挑衅跟留神事项。本文档中将研讨的负载曲线包含：1. 节 2：驱动电阻性负载2. 节 3：驱动电容性负载3. 节 4：驱动电理性负载4. 节 5：驱动 LED 负载对这些负载范例中的每一种，本文档将供给一些包括给定负载曲线的示例利用，探讨为什么智能高侧开关与传统分破式处理计划比拟存在上风，深刻探究该负载范例特有的技巧挑衅，而后先容怎样依据给定利用抉择适合的智能高侧开关。准确而透辟地舆解负载曲线对输出功率级的影响，有助于明显进步体系的功效性跟牢靠性。跟着计划一直变得愈加智能跟强盛，这种懂得对全部计划职员来说都至关主要。2 驱动电阻性负载2.1 配景电阻性负载是最简略的驱动负载，由于此类负载遵守欧姆定律。(1)之以是说简略，是由于计划职员知晓电压（汽车电池平日为 13.5V）跟负载电阻（用欧姆表停止丈量）。经由过程这两个参数，他们可盘算出将经由过程电路的最年夜电流。懂得这一信息是抉择适合的器件来驱动该负载的第一步，由于每个高侧开关都有一个相干的导通电阻，可限度容许经由过程器件而不触发烧关断的标称电流量。在典范利用中，须要转变经由过程负载的电流以供给预期的输出。同样主要的是诸如电流感测之类的特征，这些特征旨在将现实经由过程负载的电流与微把持器相干联。若要转变经由过程负载的电流，最基础方式是对使能引脚停止脉宽调制 (PWM)。这种方式晋升了热盘算的庞杂性。在本局部中，咱们将研讨电阻性负载的利用，并展现在驱动这些负载时能够应用哪些相干特征。咱们还将懂得 TI的智能高侧开关的功效集怎样与负载请求充足符合。最后，为了选出实用的高侧开关，咱们必需进修怎样盘算开关的功率消耗并将该数据与结温相干联，并恰当设置电流限度，以便高侧开关可能准确驱动电阻性负载。2.2 利用示例车辆中罕见的电阻性负载是座椅加热器。电流流过期，座椅内放置的长线圈会发烧。该电流会遭到把持以确保发生适度的热量。此处供给了针对这种利用的一个参考计划：实用于座椅加热器的智能电源开关参考计划。图 2-1. 座椅加热器-电阻性负载利用在座椅加热利用中，设置座椅温度时须要履行独自的温度设置步调。全部装备此功效的车辆都容许用户依据须要抉择合适的温度范畴。能够揣摸，温度与流经负载的电流直接相干，因而为了调理温度，电流必需按比例变更。为此，把持高侧开关的微把持器将对使能引脚停止脉宽调制 (PWM)。这会疾速导通跟关断器件，从而供给无效电流，可依据占空比 D 应用方程式 3 盘算出该电流。对使能引脚停止 PWM 处置时，导通跟关断器件会发生相干的功率消耗。有关该开关消耗以及其余功率盘算的阐明，请参阅节 2.4.2。微把持器还须要丈量经由过程高侧开关的电流，以便懂得座椅以后的温度。这象征着高侧开关的电流检测输出须要正确，如许才干知晓正确的温度。这种准确的电流检测将在节 2.3.1 中加以探讨。以上是座椅加热器负载的示例，但事实中有很多差别的电阻性负载，比方白炽灯跟产业加热器。这些负载中的每一个都须要差别的电流电平，因而短路维护级别也会有所差别。此维护级别须要充足高以确保标称电流可经由过程，但又要充足低以确保不会对体系自身形成侵害。2.3 为何应用智能高侧开关？固然驱动电阻性负载的基础道理很简略，但出于多少方面的斟酌，应用智能高侧开关成为最佳抉择。使智能高侧开关怀才不遇的两个重要上风是其具有准确的电流感测跟电流限值可调理的特征。2.3.1 准确的电流检测年夜少数智能高侧开关都存在被称为“电流感测”的功效，将丈量经由过程开关的电流。本局部将先容该功效，以及在智能高侧开关中集成该功效优于独自丈量电流的起因。如利用局部所述，流过开关的电流将与负载中的温度成正比。这象征着，为了在闭环电路中监测电流并将电流调剂返来，电流丈量的偏差须要十分低。平日，假如计划职员想要应用负载开关，他们将不得不引入一个分破式电路或更多组件来准确丈量电流并使电流中继回中心微把持器。就电流丈量而言，有很多差别要素会招致现实体系中存在偏差。丈量电流的分破式处理计划是应用检测电阻，并经由过程四个电阻器跟一个运算缩小器构成一个差分缩小器。在此设置中，体系中的每个组件都必需存在十分严厉的公役，平日小于 1%。这是为了下降电流检测的团体偏差，但价值是布板空间年夜幅增添。别的，检测电阻会增添串联阻抗，从而下降体系中的最年夜电流量。图 2-2. 分破式电流丈量实现计划TI 的高侧开关产物系列在年夜少数器件上都存在十分高的电流检测精度尺度。比方，TPS1H100-Q1 在负载 ≥1A 时存在 ±3% 的精度。它不只能够增加体系中所需的组件数目，并且可能在获取流经体系的准确电流方面下降偏差。图 2-3. TPSxHxxx 电流感测电路图 2-3 所示为 TI 高侧开关联列器件顶用于电流感测的外部电路。将电流感测功效集成到高侧开关可增加体系中的组件数目，同时仍能坚持高精度。2.3.2 可调电流限度TI 智能高侧开关的另一个奇特特征是对可调电流的限度。此特征在热利用中尤其主要，由于在这类利用中，即便只在短时光内发生大批电流也不只会侵害体系并且还会侵害终极用户。年夜少数情形下，在电阻性负载利用中会对使能引脚停止 PWM 处置，仅容许全体电流中的一局部流向负载。这象征着，即便是高侧开关能够应答的标称电流量也会形成毛病，并可能侵害体系或终极用户。竞争敌手供给的高侧开关平日存在牢固的电流限值，绝对于标称任务电流而言，该限值平日过高。这象征着开关在到达设置得异样高的电流电平或形成热关断之前不会关断。在下面的加热器示例中，实践上一个眇乎小哉的电阻短路可能就会耗费两倍的 PWM 电流。2.4 抉择适合的智能高侧开关为电阻性负载抉择高侧开关的方式归纳为须要哪些特征以及什么样的 RON 将可能保险驱动负载。2.4.1 功率耗散盘算抉择准确的智能高侧开关在很年夜水平上取决于器件是否供给利用所需的电流而不会到达热关断阈值。对电阻性负载利用，须要做的第一件事是丈量负载的电阻。而后依据方程式 1 盘算电流。请留神，供给的电压须要是特定用例所需的最年夜任务电压。对汽车电池，这将是 18V，任何更高的电压都将被视为毛病情形。因为对输入停止的 PWM，年夜少数电阻性负载不会以满电流运转，但主要的是须要确保开关在这种前提下依然可能任务。这种情形会产生在电池反向毛病时期，此时的电流无奈经由过程 PWM 停止调理。依据此电流跟开关的 RON（低温下的最年夜值），可经由过程方程式 4 盘算开关中的功率耗散。若要盘算器件的结温，计划职员可在数据表中的“热机能信息”局部找到衔接情况热阻 RθJA。请留神，数据表中的RθJA 规格实用于 JEDEC 尺度界说的特定电路板规划。差别电路板规划的热机能会有所差别，但此规格给出了一个很好的开端近似值。若要停止完全盘算，请运转器件的热机能仿真顺序来懂得温度会是几多。以一阶盘算结温TJ 的方式是取情况温度 TA 加上功率耗散乘以 RθJA，如下所示：TI 的全部智能高侧开关都存在热关断功效。这象征着，当器件的结温到达必定温度时，器件将关断以维护本身。当体系畸形运转时，其计划应使开关毫不会到达该温度。经由过程应用下面的公式并将盘算失掉的最年夜结温与数据表中的热关断阈值 T(SD) 或 TABS 相干联，计划职员将知晓器件能否会由于驱动该负载所需的电流而关断。请留神，这种情形实用于负载不 PWM 的用例。当负载经由 PWM 处置时，体系中的电流将低于本局部上钩算出的直流电流。这象征着计划职员现实上可依据经由 PWM 处置的电流抉择他们的智能高侧开关，而且因为 TI 的可调电流限度技巧，可将电流限值设置为低于直流任务电流。2.4.2 PWM 跟开关消耗仅盘算稳态任务前提下的功率耗散跟结温是抉择智能高侧开关来驱动电阻性负载的第一步。如利用局部所述，年夜少数电阻性负载的任务方法是对开关停止 PWM 处置以调剂供给给负载的电流量。开关的这种 PWM 或疾速开关操纵会在开关中引入更多消耗，这种情形在年夜型负载电流利用中也须要归入斟酌范畴。年夜少数计划职员此时的主意是，负载是电阻性的，因而在负载的开关操纵进程中不会有任何功率消耗，起因是依据欧姆定律，电压与电流成正比。因此，当电流变为零时，电压将随之为零。此主意有两个成绩。第一个成绩是并不存在纯电阻性负载，由于必需斟酌负载中的现实寄生参数，这些寄生参数会直接影响电压跟电流的关联。第二个成绩也是更凸起的成绩：依照计划，智能高侧开关的输出电压波形为牢固外形。这象征着，当体系对开关的使能引脚停止 PWM 处置时，输出电压波形不会直接镜像“使能”。相反，依照计划，它将存在差别的压摆率。开关的这一计划方法十分主要且很有须要，由于输出波形的疾速变更会发射大批 EMI，这会形成损坏，尤其是在汽车体系中。数据表中界说了导通跟关断脉冲的外形。图 2-4 所示为一个示例波形。图 2-4. 智能高侧开关波形智能高侧开关的数据表中界说了导通耽误 td(on) 或 tDR 以及总导通时光 td(rise) 或 tON，两者相减失掉输出器件从10% 回升到 90% 的时光。同样，关断耽误 td(off) 或 tDF 以及总关断时光 td(fall) 或 tOFF 可用于盘算输出器件从 90%降落到10% 的时光。但是，这并未涵盖全体情形，由于从 0-10% 跟从 10-0% 的进程中会产生额定的开关消耗。依据图 2-5 能够看出，开关能量消耗是功率耗散曲线下对应于导通跟关断时光的地区。图 2-5. PWM 时期的开关能量消耗该图表现了开关的主 FET 上的电压 VDS 跟经由过程体系的电流 IOUT。在这些波形下方表现了功率耗散波形，它是上述两个波形的乘积。显然，VDS 跟 IOUT 成正比。它们的波形不是线性的，从导通跟关断时期的白色功率波形上的尖峰能够看出这一点。在体系到达稳固状况之前，该曲线下的地区称为导通或关断能量 EON 跟 EOFF。须要留神的是，这只是直不雅的表现方法，并非按准确比例绘制，由于在年夜少数情形下，重要的能量丧失将是经由过程 FET 的耗散。开关的 RON 越低，开关消耗就越显明。因而，TI 供给了低 RON 系列器件在关断跟导通时期的开关能量消耗。将这个值（以 mJ 为单元）乘以开关频率以失掉开关能量消耗。还须要留神，这是一个通道的开关消耗。假如器件有多个通道，则须要用开关消耗加上 FET 耗散再乘以通道数当初曾经断定了开关惹起的功率消耗，接着就能够盘算体系中的总功率消耗，以确认器件可能胜利驱动该负载。这个盘算方法很简略，就是将全部开关消耗跟功率耗散消耗相加失掉总功率消耗，并应用方程式 5 盘算结温。假如结温低于热关断阈值，则表现器件可能胜利向负载供电。表 2-1. 加热器负载示例比方，假如咱们有两个电阻性加热器负载：第一个是 1.42Ω，须要在 200Hz 下以 50% 的占空比停止开关，第二个是 2.6Ω，要在 100Hz 下以 85% 占空比停止 PWM 处置。电池电压为 13.5V。应用 TPS2HB16-Q1 并依据电阻性负载方面的常识，咱们起首出盘算通道 1 的 IH1 跟通道 2 的 IH2 稳态负载电流。下一步是应用方程式 4 盘算开关的每个通道在畸形任务时期的功率耗散。别的请留神，RON 值来自 TPS2HB16-Q1 数据表中的“导通电阻 (RON) 与温度间的关联”图。一个平日碰到的成绩是，斟酌了占空比的负载能否能够用于盘算功率耗散。之以是有这个成绩，是由于在图 2-5 中，能量丧失的 PDIS 局部并未斟酌占空比成绩。这是在稳态前提下停止的盘算，因而成绩不年夜。这就是说，只有占空比不静态变更，开关中的均匀功率耗散将与斟酌了占空比之后盘算出的稳态电流有关。当初，盘算出开关的标称功率耗散后，必需加上开关消耗。在 TPS2HB16-Q1 数据表中，EON 界说为 0.4mJ，EOFF 也界说为 0.4mJ。依据方程式 6 可能盘算出器件的开关消耗。鄙人面的波形中能够看到相干情形。图 2-6 所示为 RH1 的开关情形，此中的蓝色波形为使能旌旗灯号，绿色为 VBB，黄色为 VOUT，紫色为 IOUT。别的，在图 2-7 中，可能看到开关的 VDS 以白色表现，由此发生的功率耗散及开关消耗以白色表现。将器件中的全部消耗相加得出总功率耗散。最后，在断定总功率耗散后，就可应用方程式 5 盘算结温。该温度远低于器件 160°C 的热关断温度，这阐明 TPS2HB16-Q1 可能保险驱动这些负载。3 驱动电容性负载3.1 配景TI 的智能高侧开关可用于驱动并保持平日高达 4mF 的年夜容量电容性负载。依据上电时的回升时光，此负载输出电容会招致年夜浪涌电流，而这些浪涌电流仅受接线跟互连中存在的寄生电阻跟电感的限度。某些情形下的浪涌电流会超越 100A。像如许的高电流可能会招致输入电源电压降落，从而侵害体系中的其余电路或招致毛病。为了避免呈现这些成绩，可应用智能高侧开关来限度电流并经由过程对电容性负载停止线性充电来下降浪涌电流。为了应用智能高侧开关无效驱动电容性负载，有须要懂得开关在限度电流时的热耗散影响，由于可在器件外部察看到年夜功率程度。在实践上准确懂得充电进程以及现实懂得对智能高侧开关的抉择，使工程师可能计划出适合的输出级，确保输出级存在保险高效的电容性负载驱动，同时最年夜限制地下降体系本钱。在本局部中，咱们将深刻探究驱动电容性负载时须要斟酌的要素。在研讨用于限度浪涌电流的智能高侧开关的体系上风之前，咱们将起首探讨一些存在电容性负载的利用。而后，咱们将探究驱动电容性负载在智能高侧开关中发生的热打击，以及怎样在体系中加重这种影响。最后，咱们将探讨怎样依据特定的负载曲线，抉择适合的高侧开关。3.2 利用示例图 3-1. 汽车电容性负载驱动示例在如图 3-1 所示的汽车利用中，很多非板载 ECU 都采取年夜容量电容来稳固输入电压。这些模块必需可能在输入电压降落、尖峰跟开关噪声时期牢靠运转，因而须要借助电容器组来避免任何功效的损失。这些电容的范畴可介于数百微法拉到多少毫法拉之间。图 3-2. 产业电容性负载驱动示例产业利用（比方图 3-2 中的 PLC 模块）也必需可能驱动年夜型电容性负载。数字输出模块平日用于向具有瞬态浪涌维护功效的传感器供电。为了维护传感器免受这种瞬态浪涌影响，最简略的方式是应用过压开关在过压时期封闭传感器电源。这象征着必需应用年夜电容来供给体系电源，直到瞬态浪涌已从前而且过压维护排除。这种年夜电容给传感器的启动增添了挑衅，而且在每次过压维护排除时都市招致浪涌电流成绩。假如未经心计划，浪涌电流会招致 24V 外部现场电源电压降落，进而会使体系中其余处所的保险丝熔断，并招致衔接到统一电源的其余电容模块发生伤害的反向电流。在这两个示例中，输出计划职员都必需懂得电容性负载对体系的影响，并供给一种无效、牢靠跟高效的方式来驱动负载。在接上去的多少个局部中，咱们将探究对电容性负载停止牢靠驱动时面对的挑衅。3.3 为何应用智能高侧开关？3.3.1 电容性负载充电当电压施加到未充电的电容器时，电容器将吸取电流，直至其电压即是电源电压。浪涌电流的巨细与电容器上的电压随时光变更的速度成正比。发生的浪涌电流可经由过程方程式 16 盘算得出，并如图 3-3 所示。图 3-3. 电容性负载充电图当开封闭合且电压初次施加到电容器时，dV/dT 由图 3-3 中的开关使输出电压降低的速度决议。依据此速度，浪涌会十分高，而且只会受制于开关输出端与电容器之间的布线中存在的寄生电阻跟电感。在 IINRUSH 不受任何限度的情形下，这些年夜电流会招致输入电压电源的电压降落，使得电源可能会由于所需的高功率程度而瓦解。在图 3-4中能够看到这一点；此中，对存在高 dV/dT 的电容器充电会惹起峰值高达 40A 的浪涌电流，并招致黄色输入电源电压明显降落。图 3-4. 浪涌招致电源电压降落的示例这种输入电源电压降落则预示着，衔接到统一电压电源的任何其余体系必需期近使电源不稳固的情形下也可能畸形运转，而不会呈现任何变更。别的，40A 电流自身会惹起成绩，由于当初必需对体系停止剖析，以确保不会因流过电缆跟衔接器的电流过年夜而形成任何侵害。这象征着体系将更庞杂、更昂贵，详细表现在：• 为了顺应年夜电流，须要更年夜的布线跟衔接器• 为了避免电源电压降落，须要更强盛的电源• 为了实现器件的连续运转，须要鄙人游体系的输入端增添年夜容量电容器为了打消这些体系隐患，有须要制订一种处理计划，让体系可能驱动电容器并以受控速度为电容器充电，而不容许电容器吸取大批浪涌电流。鄙人一局部中，咱们将阐明怎样应用存在可调电流限度特征的智能高侧开关来实现这一目的。3.3.2 减小浪涌电流图 3-5 中先容了建模容性负载的一个简略示例。该电路表现了一个开关的简化模子，此开关应用 10μF 输出电容器驱动 24V 500mA 直流负载。在此示例中，电缆的电阻跟电感分辨为 100mΩ 跟 5μH：图 3-6 展现了不受把持的 dV/dT 会招致浪涌电流到达近 30A，并伴有重大的振铃。假如未对电流加以限度，这是给电容器充电的最快方式，然而对很多体系来说，这种浪涌电流是弗成接收的，而且无奈遭到输入电源轨的支撑。一种抉择是找到一种方式来限度此电流，同时不影响体系或招致电容器充电时光过长。一个简略的处理计划是让计划职员增加一个 12Ω 的限流电阻器，如图 3-7 所示。增加 12Ω 限流电阻器会将峰值电流限度在 2A 以下，但因为该额定 12Ω 电阻上的功率耗散跟电压降，这并不是可行的处理计划。对 500mA 直流负载，这会在电阻器上增添 3W 额定功率耗散跟 6V 压降。这种热耗散跟电压降在年夜少数利用中是弗成接收的。即便是绝对较小的 10μF 负载，也须要更好的处理计划。对更年夜的容性负载，这些影响将进一步缩小。TI 智能高侧开关可能经由过程限流对容性负载停止线性充电，从而限度浪涌电流。为电容器充电时，智能高侧开关会辨认过流变乱并将输出电流钳制在可调的设定点。图 3-9 所示为 TPS2H160-Q1 在电流限值为 1A 的情形下为470μF 电容充电的地位：图 3-9. TPS2H160-Q1 在 1A 时的电流限度当初，电容器可完整充电，不容许输出电流超越 1A，也不会给体系增添显明的直流串联电阻。因为 FET 在此充电时期升温，终极会由于外部 MOSFET 任务形式之间的低温转换而呈现一些振铃，但因为瞬态时光长度较短，这不会使体系面对危险。TPS2H160-Q1 的导通电阻仅为 160mΩ，因而在雷同的 500mA 直流任务电流下，功率消耗跟压降分辨只有 40mW 跟 80mV 。这些数值对体系来说更轻易接收，而且不会招致模块外部发生不用要的热量。假如 1A 的浪涌电流太年夜，TPS2H160-Q1 可机动地将电流限值进一步下降至 500mA，如图 3-10 所示。图 3-10. TPS2H160-Q1 在 500mA 时的电流限度电容器上的电压以从不超越设定电平的恒定电流停止线性充电。在斟酌限度浪涌电流的公道计划时应懂得，TI 智能高侧开关电流限度功效可能供给一种均衡型处理计划，容许在驱动电容性负载的同时限度浪涌电流。3.3.2.1 电容器充电时光回看电容器充电公式，咱们可能猜测浪涌电流限度时期的充电曲线。经由过程从新变更方程式 16 来盘算充电时光，咱们便失掉方程式 17。方程式18标明，方程式17对图3-9而言是正确的。方程式 17 表现，电流限度设定点的幅度越低，为负载电容充电所需的时光就越长。主要的是须要调剂此电流限度设定点，以便在不明显延伸充电时光的情形下在该设定点与保险限度电流之间实现公道均衡。这种均衡必需经由过程懂得详细的利用请求（比方体系启动时光）来断定。3.3.3 热耗散对年夜的电容性负载，必需斟酌限流时期智能高侧开关中的散热成绩。当电容器处于充电状况时，智能高侧开关经由过程调理智能高侧开关外部 MOSFET 的栅极电压来限度 IINRUSH。让咱们回看方程式 19，懂得为电容器充电的情形。对调理常数 IINRUSH，电容器须要存在恒定的 dVCAP/dT。这表现电容器上的电压必需线性增添，而不是在不电流限度的情形下产生近乎刹时的电压增添。施加在电容器上的电压为 VCAP，如方程式 20 所示。对恒定的 VSUPPLY，方程式 20 标明，假如 VCAP 线性增添，则 VDS 必需与 VCAP 反向并线性增加。因而，对恒流电容充电，智能高侧开关 VDS 一开端即是 VSUPPLY，而后降落到零，而 VCAP 同时增添，直至到达VSUPPLY。图 3-11 展现了这种行动，此中，TPS2H160-Q1 将年夜型 (470μF) 电容性负载驱动至 24V，将电流限度在 500mA。图 3-11. 电容充电时的 VDS咱们能够看到，在电容上的 OUT1 电压从 0V 线性增添到 24V 而 VDS 反向从电源电压迟缓降落到 0V 的进程中，智能高侧开关将输出电流限度在 500mA。在此充电时期，智能高侧开关中的功率耗散 PDIS 经由过程方程式 21 盘算得出。电流当初遭到限度，不再是未经检讨的浪涌电流，因而，公式当初将采用 ILIM 而不是 IINRUSH。ILIM 是常数且初始状况下的 VDS = VSUPPLY，因而，峰值功率耗散呈现在脉冲开端时，由方程式 22 盘算得出。当电容器充斥电时，VDS ≈ 0，因而 PDIS ≈ 0。对开端近似盘算而言，这象征着充电时期的均匀功率耗散可依据方程式 23 盘算得出。该均匀耗散将在与充电周期同等的时光段内产生，而这个周期可依据方程式 24 盘算得出。在图 3-11 中，咱们看到峰值功率耗散为 24V × 500mA = 12W，均匀耗散为 6W，充电时光为 22.9ms。为了牢靠运转，FET 必需可能在充电时光内讧散失落该热量。让咱们看看当电流限值增添到 1A 时，图 3-12 中会产生什么情形。图 3-12. TPS2H160-Q1 在 1A 电流下充电峰值功率耗散增添到 24W，均匀耗散增添到 12W，但充电时光增加到 8.8ms。较高的电流限值象征着较高的峰值功率耗散以及较短的脉冲，而较低的电流限值则象征着较长时光的低峰值耗散。3.3.4 电容性浪涌时期的结温高侧开关在容性浪涌时期蒙受的大批热耗散可能超越在功率耗散盘算上钩算出的器件均匀功率耗散。假如器件结温升至 Tj(Max) 以上并可能使器件进入过热关断状况，这将惹起牢靠性成绩。针对均匀功率耗散，咱们依照方程式 4 预算了却温。但是，容性浪涌变乱不是稳态前提，且连续时光很短。因为热阻抗依附于输入，高侧开关可能可能在浪涌变乱时期在短时光内蒙受高于均匀程度的功率耗散。瞬态热阻抗平日经由过程 Foster RC 收集建模，如图 3-13 所示。该模子将高侧开关结温 TJ 与情况温度 TA 以及热 RC收集的呼应与器件 PDIS 中耗散的功率接洽起来。模子中的热阻抗值在很年夜水平上取决于器件构造跟封装。ZΘJA 的界说如方程式 25 所示。图 3-13. 器件热阻抗的 Foster 收集模子该模子表现，假如周期远小于 RC 时光常数（用作高通滤波器），则功率的短脉冲对结温的影响较小。假如时光周期很长，热电容会限度功率，全部功率都市经由过程热阻抗 R1,2,3..n。模子中的这些热阻抗之跟为 RΘJA，这一参数在器件数据表中有相干划定。对疾速功率瞬变的呼应的建模成果将与图 3-13 中的稳态功率耗散停止比拟。图 3-14. 热时光常数对 RΘJA 跟结温的影响在容性浪涌时期，ZΘJA、PDIS 跟 TJ 是时光周期的函数，如图 3-13 所示。时光采取对数刻度，而 ZΘJA 是器件的时光相干热阻抗（基于结点跟情况氛围之间）。ZΘJA 依据特定器件的 Foster 模子的时光常数呈指数衰减。图 3-15. 浪涌周期内的 RΘJA 跟结温ZΘJA 在浪涌周期 Δt 时期枯燥增添，但因为电流限度，器件中的总功率耗散呈线性降落。峰值功率耗散 ILIM·VSUP呈现在此周期的扫尾，而衰减指数的总跟 ZΘJA 在浪涌周期停止时到达峰值。这种相反关联招致结温在浪涌周期大概一半（即 Δt/2）处到达峰值。只有浪涌周期 Δt 小于器件的无效热时光常数，或许在 ZΘJA 曲线变平之前，这一结论都建立。对年夜少数高侧开关，此时光大概为 500s。从数学角度来看，结温是 ZΘJA 跟 PDIS 两者的卷积，这两者都随时光变更，如方程式 26 所示。盘算此卷积以取得ΔTj 十分艰苦，假如器件有支撑热机能的模子，最好将这个义务留给像 PSPICE 如许的仿真器。就计划而言，咱们重要应当存眷的是在浪涌周期内找出 TJ(Max)，而不是取得任何时光点的 TJ 表白式。经由过程如许的简化盘算，咱们能够失掉 TJ(Max)（依照方程式 27）的近似值。在方程式 27 中，ZΘJA(Δt/2) 是位于浪涌周期 Δt 一半处的瞬态热阻抗，其盘算方式如方程式 24 所示。而后，咱们从器件的瞬态热阻抗曲线中找出 Δt/2 处的 ZΘJA，如图 3-16 所示。有关瞬态热阻抗 ZΘJA 的多个图，请参阅附录 A，而且这些图针对表 3-1 中列出的每个 TI 高侧开关而供给。方程式 27 的精度在 TJ(Max) 的 PSPICE 仿真成果的 ±10% 以内，但仅实用于浪涌时光 Δt < ~500s 或 ZΘJA 曲线变平的位点。超越此位点后，跟着峰值温度晚于 Δt/2 呈现，该近似值开端下冲。此时应应用 PSPICE、Simulink 或其余建模东西停止更高等的热仿真。图 3-16. 依据 TPS2H160-Q1 瞬态热阻抗曲线预算 ZΘJA(Δt/2)可应用 2 通道或 4 通道导通情形下的瞬态热数据 ZΘJA 对多通道器件反复此进程。然而，此数据仅实用于两个通道同时导通且负载前提雷同的情形。除了咱们的 TPS2H160-Q1 示例之外，咱们还能够预算容性浪涌时期的 TJ(Max)。在此示例中，由单个通道驱动470μF 的电容性负载，电流限值 ILIM 设置为 1A，电源电压为 24V，情况温度为 TA = 25°C。依据方程式 18，咱们发明浪涌周期连续时光为 Δt = 11.28ms。参考附录 A 中的 TPS2H160-Q1 数据，咱们能够在Δt = 11.28ms 处画一条线（如图 3-16 所示），找出浪涌周期 Δt 一半处的 RΘJA 值，由于咱们仅在一个通道长进行驱动，失掉 ZΘJA(Δt/2) = 5.4°C/W。电流限度功效在浪涌周期内处于运动状况，并招致高侧开关中呈现大批功率耗散。这是由于电流限度是经由过程把持FET RON 实现的。在浪涌开端时，必需强迫使 RON 比数据表规格高多少个数目级，这会招致 FET 通道中的高 I2R消耗。一旦器件将 FET 导通，FET 上的 VDS 最初为 VSUP，并在电容器负载充电后下降至濒临 0V。这个初始点恰是呈现峰值功率耗散的处所。在咱们应用 TPS2H160-Q1 的示例中，咱们已设置 ILIM = 1A，因而峰值功率为 24V·1A =24W。当初，为了盘算浪涌时期的 TJ(MAX)，咱们能够将 VSUP、ILIM、TA 跟 ZΘJA(Δt/2) 的值代入方程式 27，如方程式 28 所示。依据方程式 28，咱们在 25°C 的情况温度下算出 TJ(Max) ≈ 111°C，而 111°C < 150°C，完整在 TJ 的规格限值范畴内。因而，咱们所处情况的 ΔTJ 为 86°C。这是一个估量值，而且任务前提可能与计划时差别，因而倡议在 TJ(Max) 跟 150°C 之间留出充足的余量。TJ 限度不当可能会触发过热关断并下降牢靠性跟器件寿命。除了坚持 TJ < 150°C 外，倡议坚持 ΔTJ < TSW（此中的 TSW = 60°C），以便避免浪涌时期呈现热振荡关断。浪涌时期会在 FET 结中呈现最低温度，因而针对 ΔTJ < TSW 的计划可确保浪涌时期不会触发烧振荡关断。TFET TCON的时光在很年夜水平上取决于浪涌时的负载前提，因而 ΔTJ 也可能年夜于 TSW 而不会触发烧振荡关断。为取得正确的热成果，激烈倡议对 TI 的高侧开关应用支撑热机能的 PSPICE 模子，确保可能对 TJ、TCON 跟热关断停止建模。更多有关在 PSPICE 中对器件热机能停止仿真的信息，请参阅《应用 PSpice 仿真器模仿 TI 智能高侧开关中的热行动》。3.3.5 过热关断为确保在高功率耗散时期不会呈现毛病，TI 智能高侧开关集成了两种过热维护方式。第一种方式是相对热关断，即在结温到达不保险程度（平日在 150°C 阁下）时将 FET 关断。第二种方式是绝对热关断，或热振荡关断，这种方式会丈量 FET 跟把持器之间的温差，而且将在 FET 疾速升温但把持器滞后于 FET 温度的年夜型瞬态时期将智能高侧开关关断。这种维护方法可能在以下两种重要情形下进步牢靠性：1. 避免呈现温度传感器无奈记载的 FET 部分热门。在仅采取相对温度关断方式的情形下，要丈量最高结温，但这是无奈保障的。2. 在电缆电感短路的情形下供给维护。在输出短路时期，输出端须要吸取十分高的电流，因而智能高侧开关将钳制在电流限值处，直至告竣热关断。一旦告竣热关断，输出电流将破即结束，然而电缆中存在的任何输出电感都市实验让电流持续活动，因而智能高侧开关必需对该电感停止退磁。更多有关对电理性停止退磁的具体信息，请参阅节 4。假如智能高侧开关曾经处于其结温峰值，这种退磁能量将破坏开关。经由过程应用 FET 的绝对温度来判定此种短路并提前将器件关断，可确保该器件保险接收退磁能量。图 3-17 所示为绝对热关断机制的行动，这种机制在 TFET-TCON>TSW（此中 TSW=60°C）时关断 FET，并在低于TSW 减去迟滞温度 THYS 时从新导通 FET。这可能会招致浪涌时期下电上电以及负载电容器充电迟缓。图 3-17. 绝对热关断机制招致的热轮回当产生这些关断机制中的任一个时，开关都市关断以避免电流流向负载。经由过程避免电流流向负载，器件可避免智能高侧开关中呈现任何额定的功率耗散。这使得开关有充足的时光冷却上去并到达保险温度。在关断时期，FET 开路会临时禁止电容器充电，但 TI 智能高侧开关可能疾速冷却上去并停止重试，因而电容器上的电荷腐蚀将遭到限度，而后在从新启动时，开关将持续充电。这象征着，假如智能高侧开关到达热关断状况，它将疾速停止重试并保险地规复对电容器的充电。这种行动可在图 3-18 中看到，此中的 TPS2H160-Q1 将 470μF 驱动至 24V，将电流限度在 2.2A。能够察看到，在两种情形下，器件到达绝对关断温度，并临时禁用开关以避免电流活动，而后在器件冷却后从新启用开关。经由过程这种方法，TI 智能高侧开关可在驱动年夜型容性负载时维护本身免受过温应力的影响。图 3-18. TPS2H160-Q1 驱动电容时停止热关断在抉择用于驱动容性负载的 TI 器件时，懂得该剖析内容十分主要。幻想情形下，智能高侧开关应当可能驱动负载而不停止任何干断，然而计划职员应均衡电流限度设定值跟所需的充电时光。若要断定器件能否会进入热关断状况，较好的方式是应用 TI 评价模块来测试特定负载曲线，但若要停止具体剖析，也可应用 RC 热模子。3.3.6 抉择准确的智能高侧开关抉择智能高侧开关来驱动容性负载时，要留心两个要害规格：1. 直流电流范畴：确保智能高侧开关的导通电阻充足低，可能驱动所需的直流电流而不会明显发烧。2. 热耗散：盘算为电容器充电所需的热能，而后参考智能高侧开关的热模子，确保器件在驱动负载时到达热关断阈值的可能性最低。依据表 3-1，抉择可支撑最年夜利用直流电流请求的器件，从而断定合适你的利用的器件：表 3-1. TI 智能高侧开关产物系列表中列出的最年夜电流实用于带有 JEDEC 尺度电路板的标称器件。最佳做法是确保领有充足的余量来应答非幻想规划或高于尺度情况温度的情形。如需准确盘算，请参考数据表中的 RθJA 规格以盘算直流电流的现实热分散。抉择可支撑输出电流请求的器件后，请确保该器件的热耗散才能可能充足披发电容充电所需的热量。TI 智能高侧开关供给了一种牢靠且高效的方法来保险驱动电容性负载。在驱动电容性负载时，主要的是应当保险地限度浪涌电流，同时只管收缩负载充电时光。经由过程抉择用于限流的适合智能高侧开关，能够为电容性负载高效充电，同时防止热成绩。4 驱动电理性负载4.1 配景电理性负载是指衔接到电源电压时存储磁能的任何负载。电理性负载阻抗由串联的电阻跟电感构成。可由智能高侧开关驱动的罕见电理性负载包含继电器、电机跟电磁阀。当关断时，因为电感中存储磁能，电理性负载会发生数百伏的瞬态负电压。这种瞬态电压会对驱动电路形成重大侵害。为避免任何潜伏侵害，在关断时期必需钳制电理性负载上的电压以将存储的磁能耗散失落。TI 智能高侧开关集成了一个电源钳位电路，经由过程将开打开的电压钳制到设定的电压并再次轮回经由过程钳位器的电流来维护电路。如许就可能保险地耗散失落存储的能量。有了如许的年夜钳位电压，退磁时光就会增加，从而使电理性负载可能保险疾速的关断。本文档针对电理性负载驱动进程顶用于实现高牢靠性的主要参数跟盘算供给了领导信息。因为集成了钳位器，TI智能高侧开关平日可能驱动电理性负载，而无需外部维护元件，如瞬态电压制制器 (TVS) 二极管。本局部中的年夜少数盘算将以TPS4H160-Q1 为例，但在供给了退磁能量图的情形下，全部 TI 高侧开关的盘算跟比拟将十分类似。咱们将起首研讨罕见的电理性负载利用，而后推导出用于断定电理性负载退磁的要害参数跟公式。而后，咱们将开端专门研讨 TPS4H160-Q1，作为解读退磁能量图的案例研讨。最后，咱们将检查多少个展示详细利用的示例，以及咱们怎样断定 TI 智能高侧开关能否可能对负载停止退磁。NOTE主要的计划留神事项：确保在关断时智能高侧开关可能耗散失落存储在电理性负载中的退磁能量。4.2 利用示例罕见的电理性负载包含电感高达 1500mH 且稳态电流高达 5A 的种种继电器跟电磁阀。以长电缆衔接的电机跟电阻性负载（特殊是在产业体系中）实质上也是电理性负载。一个罕见示例（如图 4-1 所示）是驱开工厂主动化体系等产业利用中的电磁阀。图 4-1. 电磁阀利用示例在此示例中，智能高侧开关把持着汽车电池跟电磁阀之间的电源。汽车利用须要应用电磁阀来为汽车动员机起念头供给年夜初始电流，因而电磁阀的畸形运转对车辆的启动至关主要。智能高侧开关向电磁阀中的电感线圈供给电流，如许便可能闭合低级电流的触点以启动动员机。该电磁阀实质上是电理性的，因而必需确保智能高侧开关可能无效应答电磁阀导通跟关断方面的挑衅。这是车辆的主要功效，因而必需停止准确计划以确保开关畸形运转。电磁阀并不是独一存在电理性负载曲线的罕见利用。PTC 继电器、阀门、电念头跟变压器重要驱动的也将是电理性负载。对这些负载中的任何一种负载，应确保准确懂得输出负载驱动级的道理跟计划，这一点很主要。4.3 为何应用智能高侧开关？懂得电理性负载驱动背地的道理对计划临时牢靠的智能高侧开关处理计划至关主要。电理性负载驱动有两个方面须要斟酌：导通阶段跟关断阶段。4.4 导通阶段图 4-2. 电理性负载导通阶段如图 4-2 所示的导通阶段始于电源电压 VBAT 最初施加到未充电的电理性负载之时。这会使得负载电流从零呈指数回升。在未充电的电感器上施加阶跃电压 VBAT 时，可依据 方程式 29 盘算电流。时光常数 τ 决议了电流的压摆率，而且是负载电阻跟电感的函数。负载曲线也决议了稳态电流 ILOAD,DC（经由过程方程式 31，该电流大概在时光 t = 3τ 到达）以及存储的磁能 E（经由过程方程式 32）。应用包括开路负载检测功效的智能高侧开关时，请确保开关等候充足长的时光，让电流回升，而后再申明开路负载。还要确保智能高侧开关可能处置直流电流。假如电流高于器件数据表中的规格，则会招致开关外部较高的功率耗散并形成热关断。4.5 关断阶段电理性负载力求在一个偏向上坚持持续的电流活动。当将理性负载关断后，电理性负载会反转所施加电压的极性，以避免电流破即散失。这阐明，假如电理性负载上的电压在导通阶段为正，则在移除所施加的电源后将变为负。在开关断开之前的那一刻，负载电流 I0 即是 ILOAD,DC（可依据 方程式 31 盘算得出）。在开关断开之后的那一刻，电感器电流开端以持续函数的情势从 I0 衰减到零。当 dI/dT 为负且未施加 VBAT 时，电理性负载上的电压将反转，而且在高侧开关输出端将呈现负电压。图 4-3 展现了这一进程图 4-3. 电理性负载关断阶段利用基尔霍夫电压定律可得出方程式 33。此中，VL 为负载电感元件上的电压，VR 为负载电阻元件上的电压，VCLAMP 为瞬态电压尖峰时期开关 FET VDS 上的电压，VBAT 为电源电压。方程式 34 跟方程式 35 所示为用于电阻器跟电感器的欧姆定律：将它们代入方程式 33 中失掉方程式 36：调剂方程式 36 以失掉方程式 37，这是负载电流的一阶微分方程。方程式 38 对此停止了求解。此中，I0 为开关最初断开时的电流。方程式 38 标明电流以负斜率跟时光常数 τ = L/R 呈指数衰减。该公式用作盘算电理性负载退磁能量的基本。电流有两个分量：公式左侧由稳态电流奉献，右侧由经由过程指数时光因子停止调剂的瞬态电流奉献。当总电流为零且两个分量相称时，负载将完整退磁。请留神，方程式 38 仅从时光 t = 0 起无效，直到负载完整退磁。该退磁时光将鄙人一局部上钩算。4.5.1 退磁时光退磁时光 TDEMAG 是指电流从 I0 衰减到零所需的时光。此时光是之后盘算总退磁能量所必须的参数。为了盘算 TDEMAG，可在总电流即是 0 时求解方程式 38。方程式 42 标明退磁时光与时光常数 L/R 成正比，而且跟着 I0 的增年夜、VCLAMP 的下降跟 VBAT 的降低而增添。4.5.2 退磁时期的刹时功率消耗在这段退磁时光内，电感器能量被高侧开关接收。经由过程开关的刹时功率可依据开打开的电压以及负载电流采取 方程式 43 盘算得出。方程式 43 与方程式 38 兼并后可失掉方程式 44：采取 方程式 42 盘算退磁时光跟采取 方程式 44 盘算刹时功率后，能够盘算出退磁能量。4.5.3 退磁时期耗散的总能量在关断时期，必需将高侧开关中的退磁能量耗散失落。假如未经恰当退磁，FET 会遭到重大侵害，而且还会在体系的其余处所形成侵害。检查更多请:https://passport.eepw.com.cn/deal/down/id/394357 申明：新浪网独家稿件，未经受权制止转载。 -->